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安森美通过引入碳化硅材料 ， 开发出一种专有晶圆减薄 方法 ， 从而使EliteSiC JFET 尺寸更小、 发热更低。

在半导体晶圆制造过程中， 晶圆在薄膜沉积期间往往会发生一定程度的翘曲。 薄膜本身的内应力， 加上薄膜和衬底之间的热膨胀系数 (CTE) 不一致，使得一定程度的翘曲几乎难以避免 。 在减薄（ 背面研磨） 过程中， 翘曲现象往往会加剧。

安森美开发了一种模拟晶圆上导致翘曲的内应力的方法 。 这使得工程师能够改进晶圆减薄工艺， 以尽量降低翘曲的影响。

常通型 JFET 的应用包括防雷保护、 限制浪涌电流、 取代 EMB 等。 然而， 大多数应用都要求断路器为常断型。

实现这种断路器的一种方法是将 SiC JFET 与低额定电压的常关型 Si MOSFET串联连接， 然后将 JFET 栅极连接至 MOSFET 源极。 在下图中， 对于变压器等开关模式应用所采用的标准共源共栅配置 ， 连接通过直接短路实现。 如果 JFET栅极直接与 MOSFET 源极相连， 则开关速度至少比断路器和继电器所能承受的速度快 50 倍。 试图减慢如此高的开关速度是不切实际的。

另一种方法是引出 SiC JFET 的栅极， 然后与 Si MOSFET 串联连接。 这样一来，用户就可以选择 JFET 栅极和 MOSFET 源极之间的电阻或阻抗。 可以选用一个简单电阻或一个齐纳二极管， 使电流反向流动。

第二种方法可能是一种实用的解决方案， 特别是因为 JFET 和 MOSFET 元件成本非常低， 不过由于需要两个元件， 断路器将会占用更多空间 。 还有一种更好的解决方案。

安森美的解决方案是堆叠芯片。 EliteSiC Combo JFET 将常开型 SiC JFET 与常关型 Si MOSFET 串联连接。 但是， JFET 栅极和 MOSFET 栅极均被引出到封装外部，而不是将栅极连接到封装内部的源极 。 这使得用户能够以适合应用的任何方式连接封装。

如下图所示 ， 蓝色 SiC JFET 芯片通过银焊与封装的铜底座中心连接 。 黄色 Si MOSFET 芯片居中置于 JFET 芯片的上方。 每个芯片的栅极均通过单独的引脚分别引出。 

减少空间消耗的另一种方法是尽量减少并联使用的元件数量。假设要制作一个 240 V 交流断路器， 其额定电流为 20 A， 能够承受 1.2 倍过载 2小时。 应用经典焦耳加热公式 P = i2R 来计算功率耗散， 总热量预算可表示如下：

同样， 关键因素是所需的R_DS(on)。 假设工作温度保持在 100 °C， 导通电阻自然会随着温度成比例增加。将等式两边除以电流的平方， 即可得出所需的导通电阻：

为了满足导通电阻目标并使导通损耗加倍， 两个 Combo JFET 需要背靠背或串联连接， 源极并联连接。 Combo JFET 数量加倍会使断路器中用于阻断电流的内部元件数量达到 4 个（ Combo JFET 算作两个元件） 。

如果选择竞争对手提供的同类 TOLL 封装元件， 要满足导通电阻要求， 元件数量最低的方案也需要 5 个并联 JFET （ 其在 100 °C 时的额定电阻为 21 mΩ） ，总计 10 个元件。

SiC JFET 有一个常被忽视的优点， 即它能够感知自身的温度。 当栅极被驱动为略正（ “ 过驱” ） 时， 会注入一个非常小（ 1 - 5 mA 范围） 、 绝对安全的电流。 这个小电流使得 V_GS为正， 并以高度可预测的方式随温度变化。 通过测量 V_GS 的压降，便可使用公式推导出 JFET 芯片的温度。

为了得出芯片温度，需要测量从每个 JFET 的栅极到其共源点的电压。两个差分放大器的输出表示为:

较为准确的温度读数是取 Tsense 1 和 Tsense 2 的平均值， 即将这两个值相加再除以 2。

成对使用的差分放大器常用于对噪声进行等量反相放大 ， 使正负噪声叠加后相互抵消 。 这里， 我们正是利用了这一技术 ，通过成对的差分放大器， 使两个压降值 |V_DS,MOSFET |相互抵消。 剩下的是一个简化公式， 其中温度等于增益乘以基准电压与两个 JFET 的平均栅源电压之差。

仅需约 1 mA 的栅极电流就足以降低导通电阻。 虽然用如此低的栅极电流来感测温度确实可行， 但 5 - 10 mA 范围内的电流更不容易受到噪声的影响。

同样精巧的技术也可应用于 JFET 或 Combo JFET 来测量电流。 该方法需要两个相同的二极管 D1 和 D2， 它们与 Combo JFET 的漏极串联连接， 能够阻断高电压。 将栅极驱动器与 DESAT （ 去饱和） 引脚结合使用时， 可通过这两个二极管提供 mA 至 μA范围的小电流。 或者， 也可从栅极驱动电源通过一个电阻提供小电流。

知道芯片温度和漏极电流后， 就能开发出对过流状况立即做出响应的温度补偿器。 Combo JFET 的导通电阻 R_DS(on) 随温度升高而增加， 表现出正温度系数特性。 在给定电流下， 随着温度升高， V_DS 提高， V_GS降低。

碳化硅 JFET 天然具备高脉冲电流能力 。 下图展示了未箝位感性开关设置的开关导通事件， 其中电源电压由电缆电感供应给 Combo JFET 中使用的相同 4.3 mΩ JFET 。 其峰值脉冲电流 IDM 额定值为 588 A， 该图显示其在 600 A 时切换， 斜坡时间约为 24 ms 。 电感中储存的能量部分被 JFET 吸收， 其余由并联的金属氧化物压敏电阻箝位。 漏源电压 V_DS 在被箝位之前上升至接近 600 V。 这证明 SiC JFET 具有高峰值电流能力。 这是一个很大的优势， 尤其是在断路器应用中， 因为在这类应用中， 不可避免地需要切换非常高的峰值电流（ 远高于标称电流）。

考虑断路器时， 无论是固态断路器还是机电式断路器， 电压裕度都是最重要的考量因素之一。 这与电压额定值不同。 住宅和轻型商业应用的通用输入电压范围为 85 至 265 VAC， 峰值电压为该范围的最大值乘以 √2， 即 375 VAC。

当发生涉及非常高电流的故障情况时 ， 通向断路器的电缆和电线中储存的能量可能非常高。 如果电流断路器在此类情况下关断 ， 那么所有这些能量必须转移到某个地方。

根据安森美的经验， MOV 的特性曲线比该图所示更加圆润， 意味着它通常需要更多时间才能激活。 当峰值电流较高时， MOV 两端也会出现相应的高电压。 SSCB 中使用的 JFET 必须具有足够高的电压额定值， 以确保当电压处于正常工作范围时， MOV 的漏电流不会过大。

这不仅提高了其可靠性， 而且使其更容易在采用低成本箝位器件（ 如 TVS 或 MOV）的断路器设计中使用 。 在过载条件下 ， 尤其是在电压过冲情况下 （ 即在电源转换事件期间， 输出电压超过预期的稳态电压设置值 ） ， 这种高电压额定值可提供更高的安全裕度。

如右侧的电路图所示， 只需使用低成本的现成元件， 便可轻松驱动 SSCB 中使用的Combo JFET 封装中的 JFET 和 MOSFET 。 该电路显示两个 Combo JFET 背靠背连接， 其源极连接在一起， 并有一个共源点。 以这种方式连接时， 这两个元件可以阻断交流电流。

通过这种设计， 可以使用一个 IGBT 直接驱动两个 Combo JFET 的栅极， 提供电压和电流去饱和保护。 当该电路接通时， 过驱电阻 R_ODV 便开始发挥作用， 限制流入每个 JFET 栅极的电流。 开关导通速度可能很慢， 不过这对于断路器来说可能是一个优点。 接下来， JFET 基于其温度来设置自己的 V_GS。

设置关断状态是通过调整 JFET 栅极电阻实现的。 这种方式可提供出色的速度控制， 因为所有输出电容电荷都经过该电阻。

MOSFET 可以由如图所示的电压监控器驱动 ， 或者由单独的栅极驱动器驱动 。一旦栅极驱动功率逐渐上升 ， MOSFET 就会导通并保持导通状态。 由于保持导通状态， MOSFET 不会受到压力， 发生雪崩的可能性也不会增加 。 此后， 开关操作由 JFET 的导通和关断来控制， 开关速度则通过调整栅极电阻来控制。 所有开关能量都进入 SiC JFET ， 这正是我们所希望的。